基于STM32F446的双通道SiPM符合测量与峰值检测系统

1. 双通道符合测量到底在测什么：SiPM信号读数的核心命题

在实验室里同时接两路SiPM，比接一路要麻烦得多。我这次在STM32F446RE上做了一套双通道SiPM的信号峰值检测和符合计时，说白了就是把过去用示波器加NIM插件机箱干的活，搬进一颗Cortex-M4单片机里。它能直接解决一个很典型的物理测量问题：两组探测器同时收到几乎同时到达的信号时，怎么判断它们来自同一个物理事件，并把每个信号的到达时刻和幅度都记录下来。

这套系统的典型使用场景是闪烁体符合测量，比如正电子湮灭、宇宙线缪子符合、或者两块SiPM夹着一块塑料闪烁体做粒子探测。两块探测器对称放置，某个事件会在同一瞬间朝两个方向发射光子，两边几乎同时出现脉冲。我们要做的就是在微秒甚至纳秒尺度上把它们挑出来，同时把每路的峰值幅度量化出来，因为峰值幅度对应的是能量信息。适合读这篇文章的人，是手里刚好有SiPM和STM32F446RE开发板、想自己搭一套低成本符合测量装置的电子、物理或仪器方向的朋友。本文不会只给结论，我会把从信号特征到硬件链路的取舍、再到固件外设配合的整套思路展开来讲。

1.1 SiPM脉冲的物理特征：为什么不能像读按键一样读探测器

SiPM本质上是一堆工作在盖革模式下的雪崩二极管像素的并联阵列。每个像素击中一个光子就产生一个基本一致的雪崩脉冲，输出电流脉冲的上升沿非常快，通常在1到3纳秒量级，下降沿由像素的恢复时间决定，常见几十到几百纳秒。多个像素同时响应时，输出就是这些基本脉冲的线性叠加，峰值幅度近似正比于同时触发的像素数量。脉冲上升沿特别快，意味着时间信息很锐利；而下降沿被RC常数拉长，意味着能量信息在时域上是分散的。

这里有个天然矛盾：如果你用ADC连续采样去追这个脉冲峰值，要么ADC采样率足够高，要么把脉冲成形拉宽。SiPM直接输出的脉冲在几十纳秒内就达到峰值，而STM32F446RE的ADC最快大约2.4 MSPS，单次转换就要416纳秒，连脉冲都快结束了才采到第一个点，根本追不上真正的峰值。所以双SiPM峰值检测设计的第一个关键问题，跟模拟前端怎么把信号调理好有关，但更核心的是选择一个匹配信号特征的采集策略。

1.2 这个系统需要同时拿到的两个核心信息

SiPM探测链路里有两类信息必须分开处理。第一是到达时刻，也就是脉冲上升沿跨过某个阈值的瞬间，它决定了两个通道是否满足符合条件，也决定了时间差测量的精度；第二是脉冲峰值幅度，它反映了这次事件中光子数多少，对应能量信息。很多第一次做SiPM采集的人，上来就想在微控制器里直接用中断读GPIO，或者用ADC反复采样找最大点。这两种做法一个丢了幅度信息，一个丢了时间精度。

符合测量真正关心的是两个通道的到达时刻差。比如说甲通道在T1时刻触发，乙通道在T2时刻触发，如果|T1 - T2|小于我们设定的符合窗口，就判定为同一个物理事件。要在单片机上做这个事，硬实时性是第一要求，任何中断延迟、软件取反、循环轮询的不确定性，都会直接变成时间差的噪音。所以从系统架构上，就必须把时间戳的获取放到硬件外设里，而不是靠CPU数指令周期。

1.3 为什么选STM32F446RE这块板子

STM32F446RE不是我手头最强的单片机，但做这个项目很合适。它有双ADC，可以同步转换两路模拟信号；有多个支持输入捕获的定时器，可以给两路比较器信号打时间戳；CPU频率180MHz，Cortex-M4带DSP指令，做简单峰值寻峰和符合判选绰绰有余。价格也合理，一片几块钱到十几块钱，比专门的TDC芯片或者高速示波器方案便宜太多了。

它有一个不太被重视的优点：ADC的模拟看门狗可以当做一个不完全的硬件比较器来用，虽然时间精度不如外部高速比较器，但至少提供了“信号超过阈值就触发中断”的能力。真正的符合测量还是需要外部比较器，这个后面会详细讲。最终我是“定时器输入捕获给时间戳、ADC量化峰值、外部比较器负责纳秒级触发”三件套配合，把分工彻底拆清楚。

2. 峰值检测方案选型：为什么我放弃了“纯高速ADC”路线

这块内容我想放在所有固件细节之前，因为方案决定成败。如果你直接照着数据手册把ADC配成连续采样模式，然后企图在中断里找峰值，大概率实测效果很糟糕。STM32F446RE的ADC确实能跑到2.4 MSPS，但这个速度对SiPM直接输出信号来说是不够的。展开算一下，你就有概念了。

2.1 先算一笔时间账：2.4 MSPS到底意味着什么

STM32F446的ADC时钟最高36MHz，采样周期可以设得很短，但至少也要3个周期，加上12个周期的逐次逼近转换时间，一次转换最少15个ADC时钟周期。15除以36MHz，等于大约416纳秒。也就是说如果开启连续采样，每隔416纳秒才能拿到一个点。而SiPM经过前端放大后的脉冲上升沿可能只有几纳秒，整个脉冲从基线到峰值到回落到半高，也就一百多纳秒。用416纳秒的采样间隔去量一百多纳秒宽的脉冲，大概率只能采到零点几伏的低电平，峰值幅度几乎测不出来，触发时刻更是无从谈起。

如果强行把SiPM信号通过CR-RC成形网络拉宽到几微秒，时间信息就被整形电路展宽了，到达时刻的精度会明显变差。符合测量的目标本来就是找出两个通道的微小时间差，你反而把一个纳秒级的事件人为扩大几百倍，那前面做的快速上升沿就白费了。所以纯ADC连续采样的方案并不适合做这个项目的峰值检测和时间测量，至少不适合直接用于时间戳部分。

2.2 三种可选架构放在一起对比

我在项目一开始列了三种常见方案，各有取舍。第一种是 ADC连续采样+DSP寻峰，不做外部比较器，全部靠CPU识别波形。优点是硬件最简，成本极低，缺点是采样率限制了时间精度，只适合脉冲宽度被刻意拉宽到微秒级的系统。第二种是外部高速比较器触发一个定时器输入捕获引脚，用硬件在上升沿瞬间锁存计数器值，同时用ADC量化峰值。这个方案时间精度高，MCU负载低，是比较经典的核电子学套路。第三种是模拟峰值保持器+慢速ADC，把峰值幅度先用模拟电路保持住，然后再让ADC慢慢读，在物理实验仪器里很常用，但多了一堆模拟器件，双通道就要两套保持复位电路。

下面是当时我列的对比表：

2.3 我最终选择的组合

我最后没有选单一方案，而是把第二种和第三种各自最能发挥优势的部分合并了。时间戳部分用外部比较器触发定时器输入捕获，在硬件层面拿到两个通道的到达时刻；峰值部分用ADC在比较器触发后稍作延时再采样，通过软件延时把ADC采样点对准脉冲峰值附近。这种方法不需要额外的峰值保持器，幅度精度也足够用于符合事件筛选。

为什么不用峰值保持器？因为双通道各加一套高速二极管、保持电容和复位电路，小型化困难，而且复位时序如果和MCU配合不好，很容易引入额外故障点。直接在比较器触发后延时几十纳秒再启动ADC采样，虽然只能采一个点，但恰好落在脉冲峰值平台附近，对大多数符合测量来说，已经足够区分开信号强度和噪声。后面实测也证明，这种组合在成本和性能之间找到了一个比较理想的平衡点。

3. 硬件链路：从SiPM到STM32F446RE引脚的每一步都要有数

现在聊聊模拟前端。很多单片机工程师对数字端非常自信，觉得只要固件写得好，信号进来总能用软件补救。但在SiPM这种弱信号、快脉冲场景下，模拟前端做差了，后面数字端再怎么优化都救不回来。我这次用的是两三片3mm SiPM配合塑料闪烁体，输出电流峰值大约几毫安量级，在50欧姆负载上形成几百毫伏的电压脉冲，足够驱动后级比较器。

3.1 SiPM偏置与信号提取

SiPM工作电压需要超过击穿电压大约2到5伏，典型偏置在28到30伏左右。这个偏置电压必须干净，否则纹波会直接叠在信号上。我给每路SiPM的偏置都用了RC多级滤波，靠近SiPM的地方还加了一个100纳法的贴片电容和10欧姆电阻组成低通，把电源噪声压到几个毫伏以内。SiPM输出是电流源性质的，我采用最简单的方法，通过一个几十欧姆的取样电阻直接转换成电压信号，再用同轴电缆或者短走线送到下一级放大。

这里有个容易犯的错：SiPM阴极接正高压，阳极输出信号，所以信号参考地是系统模拟地，不要和单片机数字地混连。两路SiPM的偏置和取样电路，我画PCB时尽量做到镜像对称，这样两通道时间延迟、幅度响应才一致。符合测量的时间差是靠两路相对误差，而不是绝对精度，所以两路对称性比每一路独立做得多好更重要。

3.2 放大与比较电路

取样电阻产生的电压脉冲幅度大概在几十到几百毫伏，比较器直接判别的阈值不太够稳定，所以我在比较器前加了一级宽带放大器，把信号放大到1伏左右。放大器我用的是高速电压反馈运放，增益带宽积足够覆盖SiPM信号的主要频谱成分。比较器则选了传播延迟只有几纳秒的型号，输出接一个上拉电阻，然后直接送到STM32F446RE的定时器捕获引脚。

阈值设得不能太低，太低会把基线噪声当信号；也不能太高，太高会丢掉幅度小的真实事件，而且会引入比较大的时间游动（time walk），因为不同幅度的脉冲到达同一阈值的时刻不一样。我先把比较器阈值设在噪声基线上方约3倍标准偏差处，然后再根据实测峰高分布微调。如果你用微调电位器，位置要稳定，否则阈值温漂会导致触发率漂移，调试时很烦人。

3.3 PCB布局与双通道“镜像”设计

双通道符合测量最忌讳的是两个通道延迟不对称。PCB上我会让两端SiPM到STM32F446RE的走线长度尽量相等，误差控制在1到2毫米以内。信号走线两侧铺地铜，并且给信号线周围打满过孔，形成完整的地屏蔽。电源走线和信号走线一定分开，尤其要避免数字引脚翻转时把噪声耦合到比较器输入端。

还有一个细节：STM32F446RE输入捕获引脚的浮空输入问题。比较器输出在空闲状态时是高电平，还是低电平，取决于你选择哪种输出极性。如果比较器输出是开漏结构，外部上拉电阻必须接；如果推挽输出但空闲电平刚好落在输入阈值附近，也容易误触发。我是直接把比较器输出配置成推挽，空闲为低电平，只有事件来的时候跳高，这样定时器在上升沿捕获，逻辑最简单。

4. 固件实现：STM32F446RE的外设配合与中断流程

硬件链路搭好以后，剩下的事情就是把STM32F446RE的定时器、ADC、DMA和中断整理成一个流水线。我最开始想着在中断里把时间戳记下来，然后立刻读ADC，结果发现如果ADC转换时间太长，会影响下一次事件捕获。后来才改成“定时器中断只记录时间戳和置位标志，ADC值在主循环里读”，整个系统的响应才稳定下来。

4.1 外设资源分配表

先给资源分配表，后面讲配置时对着看比较清楚。

实际布局时ADC输入引脚和定时器捕获引脚可能会冲突，因为STM32F446RE不能把同一个引脚同时配置成模拟输入和定时器输入。我最后的做法是两路比较器触发信号接PA0/PA1做时间戳，两路模拟信号接PC0/PC1做ADC输入。硬件设计时就要提前把引脚分好，不然固件改起来很痛苦。

4.2 定时器输入捕获配置：纳秒级时间戳

核心思路是用TIM2的通道1和通道2分别捕获两路比较器上升沿。TIM2是32位自动重装载计数器，时钟来自APB1，最高90MHz，计数一次大约11.1纳秒。虽然不如专用TDC芯片那么精细，但对于符合窗口在几十到几百纳秒的场合完全够用。TIM2工作在自由运行模式，自动重装载值设为0xFFFFFFFF，溢出周期很长，配合溢出中断处理，时间戳就是连续的。

以STM32 HAL库为例，配置片段可以这么写：

htim2.Instance = TIM2; htim2.Init.Prescaler = 0; htim2.Init.CounterMode = TIM_COUNTERMODE_UP; htim2.Init.Period = 0xFFFFFFFF; htim2.Init.ClockDivision = TIM_CLOCKDIVISION_DIV1; HAL_TIM_IC_Init(&htim2); // 通道1捕获上升沿 sICConfig.ICPolarity = TIM_INPUTCHANNELPOLARITY_RISING; sICConfig.ICSelection = TIM_ICSELECTION_DIRECTTI; sICConfig.ICPrescaler = TIM_ICPSC_DIV1; sICConfig.ICFilter = 0; HAL_TIM_IC_ConfigChannel(&htim2, &sICConfig, TIM_CHANNEL_1); HAL_TIM_IC_Start_IT(&htim2, TIM_CHANNEL_1);

捕获中断里只需要把计数器值存到全局变量，然后清标志。关键点在于中断回调尽可能短，不要在回调里做ADC轮询、串口打印这些操作，否则第二路信号来了，中断还没来得及处理就被丢掉了。

void HAL_TIM_IC_CaptureCallback(TIM_HandleTypeDef *htim) { if (htim->Instance == TIM2) { if (htim->Channel == HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_1) { t1_capture = HAL_TIM_ReadCapturedValue(&htim2, TIM_CHANNEL_1); event_flag |= (1 << 0); } else if (htim->Channel == HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_2) { t2_capture = HAL_TIM_ReadCapturedValue(&htim2, TIM_CHANNEL_2); event_flag |= (1 << 1); } } }

这里有个容易被忽略的细节：TIM2的通道1和通道2使用同一个捕获中断回调，读取捕获值时顺序要一致，不要让两次捕获间隔中被TIM2更新事件覆盖掉。另外如果开启TIM2更新中断做溢出计数，注意退出中断前要清除TIM_SR_UIF标志，否则溢出计数会一直触发中断，严重挤压主循环时间。

4.3 ADC采样与峰值提取

由于时间戳已经由定时器捕获完成，ADC就不需要连续高速采样了。我采用上升沿触发后的延时采样方案：当比较器上升沿进入定时器捕获引脚时，同时也连接到某个外部中断线，在外部中断里开启一个短延时，然后启动ADC转换。延时的长短要根据信号链路的脉冲宽度调试，我这边大约延时30到60纳秒，让采样点落在脉冲峰顶附近。

ADC配置我用了注入组转换，优先级高，可以由外部触发启动。STM32F446RE ADC时钟最大36MHz，配置为采样周期3个周期加转换12个周期，单次转换大约416纳秒。虽然这比脉冲宽度长，但只要延时对齐，它采到的就是峰值附近的电平。实际测量中大信号和小信号的上升沿斜率不同，固定延时会有系统性偏差，这个我在后面的校准部分展开。

// 通道1外部中断服务函数（示意） void EXTI0_IRQHandler(void) { if (EXTI->PR & EXTI_PR_PR0) { EXTI->PR = EXTI_PR_PR0; // 延时约40ns，具体值根据示波器波形调整 delay_ns(40); HAL_ADC_Start(&hadc1); // 转换完成后在DMA或轮询中读取 } }

双通道的ADC同步采样我没有依赖自带的同步模式，因为我的两个触发脉冲本身已经由外部比较器分开，更简单的做法是每路独立触发一次ADC。如果你想要严格同步采样同一个时刻的幅度，那就要考虑ADC1和ADC2的同步规则模式，把两个ADC的触发源配成同一个，然后一次DMA搬运拿到两通道结果，但时序上会复杂很多。对于符合测量项目，我更推荐把通道独立处理，各走各的触发链路，时间戳确定以后再在软件层面做符合判选。

4.4 主循环中的符合判选与事件处理

中断只负责时间戳记录和标志位置位，真正的判选逻辑放在主循环里。我在主循环里维护一个小的事件缓冲，检测到两个通道的触发标志都置位后，读取两个时间戳，计算时间差，判断是否落在符合窗口内。如果符合，再读取各自ADC幅度值，组成一个符合事件结构体存入环形缓冲，供上位机读取或者串口输出。

这里有一点很重要：必须考虑两路触发并不是成对来的。可能通道1触发了好几次，通道2一次都没触发，这时候不能把通道1的旧时间戳和通道2的新时间戳匹配到一起。我采用的方法是给每次触发记录独立的时间戳和一个“已使用”标志，每次匹配时都从最早未使用的事件开始搜索，搜索窗口限制在几微秒之内，这样能把偶然符合的概率控制住。如果项目对吞吐量要求高，可以把环形缓冲做成无锁队列，但我的触发率在几千赫兹以内，普通数组加标志位已经足够了。

5. 符合判选：时间窗口怎么定，偶然符合怎么扣

符合测量核心是一个朴素逻辑：真假事件都可能在两路产生脉冲，我们需要用时间差把它们区分开来。真实的物理事件，两路时间差很小；噪声、暗计数、随机辐射造成的两个独立触发，时间差则是均匀分布的。根据这个差异，你可以把符合窗口内的计数当作真符合加偶然符合，窗口外的计数当作纯偶然符合，进而做本底扣除。

5.1 符合窗口的确定

窗口长度通常由系统时间分辨能力决定。STM32F446RE定时器捕获的时间戳分辨率大约11纳秒，比较器引入的抖动大约几个纳秒，如果SiPM和闪烁体的上升沿也很快，整套系统的时间差分布半高全宽大概在十几到几十纳秒。符合窗口如果设得太小，比如10纳秒，会把一部分真实事件挡在窗外，导致探测效率下降；如果设得太宽，比如500纳秒，又会把大量偶然符合装进来，真假难分。

我建议先用示波器或者直接把时间差原始直方图打出来，看真实符合峰大概在什么宽度，再反推窗口。假设你测得的时间差分布半高全宽是25纳秒，符合窗口取±50纳秒到±100纳秒，既保留了大部分真实事件，又有效抑制偶然符合。对于塑料闪烁体配合SiPM的快速系统，这个窗口完全合理。

5.2 偶然符合本底计算和扣除

偶然符合率可以用两路单计数率乘积乘上符合窗口来计算。R_random = N1 × N2 × 2Δt，N1和N2是两路各自的触发率，2Δt是符合窗口总宽度。比如两路各500 Hz单触发率，窗口±50纳秒，那么偶然符合率就是500乘以500乘以100纳秒，等于0.025 Hz。如果真实符合率是几个赫兹，这个本底占比不算大；但如果两路暗计数率高，偶然符合会明显污染结果。

实测数据里偶然符合表现为时间差直方图上叠加的平坦本底，真实符合是在0附近的峰。数据处理时把峰外的平均计数作为本底扣除即可。如果窗口设在±50纳秒，本底可以直接用±200到±500纳秒区间计数外推，这个方法比单纯减偶然符合公式更贴近实际。

5.3 判选状态机的具体行为

我的判选状态机很简单：每产生一个事件，就检查另一路是否有时间戳落在当前时刻前后一个窗口宽度内。如果没有，说明是单路触发，直接丢弃或者记录为单计数；如果有，就把两个时间戳相减，和窗口比较。为了让两路触发顺序不敏感，我会把两个时间戳都转成同一个基准，再取绝对值比较。

调试时我习惯在GPIO上翻转一个引脚，每次判选到符合事件就拉高100纳秒，这样用示波器就能直接看到符合事件速率，也能和串口打印的计数互相印证。这个调试手段非常实用，比单纯看串口数值直观得多，尤其在验证中断有没有频繁丢失时，它能立刻暴露问题。

6. 校准与性能验证：实际上我是这样确认系统在工作的

代码写完以后，第一件事不是开始测真实物理源，而是先校准。校准分两步：单通道峰高响应和双通道符合时间分辨率。没有这一步，你采到的“符合事件”可能只是两个通道的随机噪声刚好离得近而已。

6.1 单通道峰高标定：用LED脉冲验证线性

最简单的标定方法是用一个LED和信号发生器，给LED发极窄的光脉冲照射SiPM，然后观察ADC峰位输出。连续改变LED驱动电压，对比ADC峰位，应该能看到近似线性的变化。这个测试能同时验证比较器阈值、ADC延时对齐和幅度采样是否正常工作。如果LED脉宽太宽，SiPM输出的脉冲峰会和光强积分相关而不是峰值相关，所以我会把LED脉冲宽度压在10纳秒以内。

如果单通道峰高标定曲线在低端弯曲，多半是比较器阈值切掉了一部分小信号；高端如果出现饱和平台，则是运放或者ADC量程到了头。调节运放增益或比较器阈值，把动态范围压在ADC满量程的20%到80%之间，这个系统最稳定。

6.2 双通道符合时间分辨率的测量

正式测量时，我在两路SiPM之间放置一个位置随机的放射源，让它在衰变时同时朝两个方向发射光子。如果两路探测器对称，理论上符合时间差应该是0附近的对称分布。我实际采集到的时间差直方图呈高斯状，中心在0附近，半高全宽大约20到30纳秒，对应前面估算的定时器量化和比较器抖动。

这里有一个数字上常见的坑：固定阈值比较器对不同幅度的脉冲触发时刻有依赖，幅度大的脉冲更容易提前越过阈值，这个效应叫时间游动。我在测量中看到时间差分布有时候会偏斜，就是幅度差异造成的。解决的办法有几种：一是在最终处理时用ADC幅度对时间差做校正，这也是很多PET探测器的方法；二是尽可能让比较器阈值低，减少时间游动；三是如果接受一定复杂度，可以使用恒定分数定时器，但那需要额外的模拟电路。我在这个项目里做了一版最简单的幅度校正，效果非常明显。

6.3 幅度信息在符合判选中的价值

真正做符合测量的物理实验，往往还需要幅度一致性筛选。来自同一事件的符合信号，两路幅度应该存在一定相关性。通过双通道模式触发，我可以用2D散点图观察两个通道幅度的对应关系。如果散射点落在一个对角线上，说明两路探测到的是同一个事件；如果散在四面八方，大概率是偶然符合或噪声。这个信息在校准后用来进一步压低本底非常有效。

在实测中我确实观察到，单纯靠时间窗挑出来的“符合事件”，有一小部分在幅度散点图上完全没关联。把这些事件剔除后，有效符合计数更干净。所以完整的符合测量系统绝对不是只看时间差，时间和幅度要联合使用。

7. 调试过程中踩过的坑：为什么我的触发经常“多出”一堆假事件

这个项目调试最折磨人的不是算法，而是各种偶发触发问题。我单步执行发现逻辑完全正确，但放那跑一分钟计数就乱跳。这些坑很典型，我列出来希望能帮你省几天时间。

7.1 输入引脚浮空导致的随机触发

一开始比较器输出到STM32F446RE的引脚没有配置上下拉，空闲电平处于不确定状态。比较器输出虽然推挽高低电平很干净，但STM32的GPIO寄存器如果配置错成浮空输入，电平接近阈值时内部噪声就会触发定时器捕获。我在调试时发现即使拔掉比较器输出线，定时器捕获中断依然在触发，就是这个原因。后来把GPIO配置为输入模式并开启下拉电阻，确保空闲状态为低，问题立刻消失。

7.2 ADC采样点没对准峰值，峰位偏低

我在刚开始的版本里用固定延时启动ADC，但不同幅度信号的上升沿斜率不同，到达阈值的时间点就会漂移，固定延时自然无法保证每次都采在峰顶。我后来用示波器对比了实际脉冲波形和ADC采样点到峰位的偏差，发现大信号偏差较严重，小信号偏差较小。于是在固件里加了一维查表校正：根据第一次采样到的幅度反推一个校正系数，并重新采样，或者用软件插值修正。这个方案不需要额外硬件，效果也够用。

7.3 调试工具对时序的影响

使用ST-LINK在线调试时，芯片时钟频率会因为调试器暂停或者断点而乱掉，定时器计数器在单步执行时也不会正常走。遇到时间戳明显异常的现场，你先别急着怀疑算法，先断开调试器，用独立供电跑一遍，很大概率问题就消失了。我后来做计时相关实验，全部改成串口打印结果或者上位机读取，没有再依赖在线调试。

7.4 中断里处理太多事导致事件丢失

这个问题我说得太多次了，但还是有人会犯。定时器捕获中断里如果去做ADC启动、串口发送、printf打印，实际执行时间可能超过两路事件间隔，第二路触发来了，中断还挂在前面没退出。尤其printf这类阻塞调用，一次可能几百微秒，足够丢掉几十个事件。我的原则是中断里只做“记录时间戳、置标志、清中断标志”这三件事，任何幅度采集、符合判选、数据输出全放主循环。实时性要求高的话，可以把主循环里的代码再优化，但绝不让中断变重。

最后再说一个使用上的经验：调试双SiPM符合线路，手头一定要有一台能单次触发的示波器，没有它你很难确认比较器输出和ADC采样点的相对位置。哪怕是入门级数字示波器，只要能看到两个通道的脉冲波形，就能省掉大量猜测的时间。整套系统跑通以后，你会发现自己对“硬件外设如何协同工作”的理解，比单纯写业务代码要深得多。