模电·共射-共基放大电路高频优化设计_041

1. 为什么我们需要共射-共基组合电路？

如果你玩过音响或者调试过射频模块，肯定遇到过这种头疼事：一个放大电路，要么电压放大倍数够大但一到高频就“糊”成一团，要么高频响应很“干净”但放大能力又不够强。这就像一辆车，要么马力足但跑高速就飘，要么高速稳但起步又太肉。在模电的世界里，经典的共射放大电路就是那个“马力足”的家伙，它的电压放大能力很强，是我们最常用的放大单元。但是，它有个天生的短板，就是高频特性不太好。

这个“不好”具体体现在哪里呢？简单来说，当信号频率升高时，共射放大电路的放大倍数会明显下降，而且信号的相位也会产生额外的延迟和畸变。这背后的“元凶”，主要就是三极管内部的结电容，尤其是集电结电容（Cbc）。在共射组态下，这个电容会通过密勒效应被放大，等效到输入回路变成一个很大的电容，严重拖慢了电路对高频信号的响应速度。

那有没有“高速稳”的选手呢？有，那就是共基放大电路。它的电流放大倍数接近1，但电压放大能力同样可以做得不错，最关键的是，它的输入电阻极低，输出电阻很高，而且高频特性非常好，带宽很宽。但是，单用共基电路做电压放大，往往第一级的增益不够，对微弱信号的放大有点力不从心。

所以，一个很自然的想法就诞生了：能不能把这两个家伙组合起来，取长补短？让共射电路打头阵，发挥它电压放大能力强的优势，先把信号电压“撑”起来；然后立刻交给共基电路，利用它优秀的高频特性，把放大后的信号干净利落地传递出去，同时“屏蔽”掉前级共射电路的高频缺陷。这就是共射-共基放大电路（也叫Cascode电路）设计的核心思路。它绝不是简单的1+1，而是产生了奇妙的化学反应，特别适合用在视频放大、射频前端、高速ADC驱动等对带宽和增益都有要求的场合。我自己在做一个宽带示波器前端探头放大器时就深有体会，单级共射电路在100MHz以上增益就滚降得厉害，噪声也上来了，换成共射-共基结构后，不仅带宽轻松扩展到200MHz以上，整个电路的稳定性也好了很多。

2. 电路是如何工作的？一张图看懂信号流向

光说概念可能有点抽象，我们直接来看电路。下面这个交流通路图，就是理解一切的关键。你可以把它想象成一个信号处理的“流水线”。

信号输入 │ ▼ ┌─────┐ │ T1 │ (共射组态) │ (NPN)│ └──┬──┘ │ (集电极电流 i_c1) ▼ ┌─────┐ │ T2 │ (共基组态) │ (NPN)│ └──┬──┘ │ (集电极电流 i_c2) ▼ Rc // RL │ ▼ 信号输出

T1管构成了共射放大级。信号从它的基极输入，从发射极“接地”（通过一个恒流源或大电容，对交流信号而言是地），放大后的信号从集电极取出。这是最经典的模式。

关键点来了：T1的集电极负载是什么？不是传统的电阻Rc，而是T2管的发射极！T2管被接成了共基组态：它的基极通过一个大电容接到一个固定的偏置电压VB2上（对交流信号相当于接地），输入信号从发射极注入，输出信号从集电极取出。

这样连接后，神奇的事情发生了：

1. 对于T1（共射级）：它的负载是T2的发射结，而共基电路的输入电阻是非常小的（大约为 re2 = VT / IE2，常温下约26mV / IE2）。这意味着T1的集电极等效负载电阻很小。
2. 高频性能改善：正是因为这个小的负载电阻，使得T1集电极的电压摆动范围很小。还记得那个讨厌的集电结电容Cbc1吗？它两端（基极和集电极）的电压变化（ΔVcb）决定了它的充放电电流。现在集电极电压被“钉”在了一个很小的范围内波动，相当于大大减小了ΔVcb，从而极大地削弱了密勒效应，Cbc1对输入回路的影响变得微乎其微。所以，T1这一级本身的高频截止频率就大大提高了。
3. 对于T2（共基级）：它接收来自T1发射极的电流（近似等于T1的集电极电流）。共基电路本身具有优良的高频特性，电流几乎无损失地从发射极传递到集电极（α ≈ 1）。它就像一个电流缓冲器，将T1提供的放大后的电流，几乎原封不动地推送到负载电阻（Rc // RL）上，产生输出电压。

整个信号链是这样的：输入电压 Ui → 在T1基极产生电流 Ib1 → T1放大为 Ic1 = β1 * Ib1 → Ic1 作为发射极电流注入T2 → T2将其传递到集电极，Ic2 ≈ Ic1 → 电流流过 Rc//RL，产生输出电压 Uo = -Ic2 * (Rc//RL)。可以看到，电压增益主要由T1的β和负载电阻决定，而高频响应则由T2和优化后的T1共同保障。

3. 动手算一算：电压增益到底是多少？

很多朋友看到公式就头大，我们一步步来拆解，其实它的推导过程能帮你更深刻地理解电路。我们沿用图1的标注和假设。

我们的目标是求整个电路的电压放大倍数A_u = Uo / Ui。

第一步：找到桥梁观察电路，从输入电压Ui到输出电压Uo，中间有两个关键的电流：流过T1发射极的电流 Ie1，和流过T2发射极的电流 Ie2。而且，在直流偏置合理的情况下，T1的集电极电流Ic1几乎全部流入了T2的发射极，即Ie2 ≈ Ic1。这是一个非常重要的近似。

所以我们可以把总增益拆成两部分的乘积：A_u = (Ie1 / Ui) * (Uo / Ie2)第一部分是T1级的跨导特性（输入电压对输出电流的控制能力），第二部分是T2级的跨阻特性（输入电流对输出电压的产生能力）。

第二步：计算第一部分 (Ie1 / Ui)对于T1组成的共射电路，其基极输入电流 Ib1 = Ui / rbe1。这里rbe1是T1的b-e结交流电阻。 根据三极管电流关系，Ie1 ≈ Ic1 = β1 * Ib1 （假设β1足够大）。 所以，Ie1 / Ui ≈ (β1 * Ib1) / (Ib1 * rbe1) = β1 / rbe1。 你看，这部分就是经典共射放大电路的跨导增益。

第三步：计算第二部分 (Uo / Ie2)对于T2组成的共基电路，其输入电流是Ie2，输出电流是Ic2。共基电路的电流放大系数 α2 = Ic2 / Ie2 ≈ β2 / (1+β2)，通常非常接近1。 输出电压Uo是由Ic2流过并联负载（Rc // RL）产生的，即Uo = -Ic2 * (Rc // RL)。负号表示反向。 所以，Uo / Ie2 = -Ic2 * (Rc // RL) / Ie2 = -α2 * (Rc // RL) ≈ - (β2/(1+β2)) * (Rc // RL)。

第四步：合二为一将两部分乘起来：A_u ≈ (β1 / rbe1) * [ - (β2/(1+β2)) * (Rc // RL) ]= - [β1 * β2 / (1+β2)] * (Rc // RL) / rbe1

第五步：关键简化因为通常β2 >> 1，所以 β2/(1+β2) ≈ 1。这个近似非常合理，对于β=100的三极管，这个比值是0.99，误差只有1%。

代入简化后，我们得到最终结果：A_u ≈ - β1 * (Rc // RL) / rbe1

这个结果太有意思了！它和单个共射放大电路的电压增益公式一模一样。这意味着，我们通过加入共基级T2，在几乎不损失中低频电压增益的前提下，奇迹般地大幅改善了电路的高频性能。T2就像是一个高性能的“电流接力棒”，把T1放大后的电流高效地传递到负载，自己几乎不引入额外的增益损耗（电压增益上），但却提供了巨大的带宽提升和隔离作用。这是共射-共基电路最精妙、最实用的一点。

4. 超越公式：高频特性究竟如何被优化？

公式告诉我们增益没变，但直觉告诉我们高频变好了。这中间的魔法到底发生在哪里？我们需要深入到高频小信号模型里去看。

每个三极管都有寄生电容，主要是发射结电容Cbe和集电结电容Cbc。在共射电路中，Cbc的危害最大，因为它跨接在输入（基极）和输出（集电极）之间。根据密勒定理，这个电容会被放大(1+Av)倍后等效到输入端，形成一个巨大的密勒电容Cm = Cbc * (1 + |Av|)。这个Cm和输入端的其他电容（如Cbe）一起，与信号源内阻、输入电阻构成低通滤波器，决定了电路的高频截止频率fH。Av越大，Cm越大，fH就越低。

在共射-共基电路中，情况发生了根本变化：

1. T1管的密勒电容被极大削减：T1的输出端（集电极）连接的是T2的发射极，而共基组态的输入阻抗非常低（大约为re2）。这意味着T1的电压增益在这一级内部是非常小的。因为Av1（T1本级） ≈ 负载电阻 / 跨导倒数 ≈ re2 / (1/gm1)，而re2很小（通常几十欧姆），gm1是T1的跨导。所以Av1的绝对值远小于1。因此，Cbc1产生的密勒电容Cm1 = Cbc1 * (1 + |Av1|) ≈ Cbc1，几乎没有被放大！这直接让T1输入回路的高频瓶颈得到了解放。
2. T2管本身的高频优势：共基组态没有密勒效应，因为它的输入（发射极）和输出（集电极）之间没有像Cbc那样直接产生反馈的电容路径（共基下的Cbc是输出端到地之间的电容，影响较小）。它的高频截止频率主要取决于其本身的特征频率fT，通常远高于共射组态。
3. 良好的隔离作用：共基级的低输入阻抗对前级是重负载，这虽然降低了前级的电压增益（局部看），但同时也隔离了后级负载（Rc//RL）以及T2自身输出端电容对T1的影响。负载的变化不会轻易反射到输入级，提高了电路的稳定性。

我画个简化的等效模型帮你理解。假设只考虑Cbc，对于T1：

• 在普通共射中：输入看到的对地电容 ≈ Cbe1 + Cbc1*(1+gm1*Rc)
• 在共射-共基中：输入看到的对地电容 ≈ Cbe1 + Cbc1*(1+gm1re2) ≈ Cbe1 + 2Cbc1 （因为gm1*re2 ≈ 1）

看到差别了吗？那个放大因子从巨大的gm1*Rc（可能几百上千）变成了接近1的gm1*re2。高频截止频率fH自然就大幅提升了。实测中，将普通共射电路改为共射-共基结构，其-3dB带宽轻松提升5到10倍是常有的事。

5. 不只是带宽：共射-共基电路的额外福利

优化高频特性、拓展带宽是这个电路的首要目标，但在实际使用中，我发现它还带来了几个意想不到的“福利”，这些福利在高速高精度电路设计中同样宝贵。

福利一：更高的输出阻抗和电压摆幅在普通共射放大器中，输出阻抗大致等于集电极电阻Rc（如果忽略晶体管本身的ro）。而在共射-共基电路中，输出级是共基组态。共基电路的输出阻抗本来就很高（大约为β * ro，其中ro是晶体管本身的输出电阻）。因此，整个放大电路的输出阻抗会显著高于单个共射电路。高输出阻抗意味着：

• 更好的恒流源特性：如果你用它驱动一个容性负载（比如ADC的采样电容），高输出阻抗能更快地对电容充电，建立时间更短。
• 更高的电压增益潜力：增益A_u = Gm * Rout。输出阻抗Rout提高了，在跨导Gm不变的情况下，理论上可以获得更高的增益。当然，实际增益受负载电阻限制，但这个特性在集成电路中设计高增益放大级时非常有用。

福利二：改善噪声性能（在一定条件下）这是一个容易被忽略的点。在射频领域，噪声系数很重要。共射-共基结构，特别是当T2的基极偏置电压设计得当时，可以为T1提供一个非常稳定的、低阻抗的集电极电压。这有助于稳定T1的工作点，减少因电源波动或集电极电压变化引起的噪声。同时，由于T1的增益不受后级太大影响，整个电路的噪声系数主要取决于第一级（T1），而T1又在更优的工作环境下，因此整体噪声性能可能优于一个精心优化的单级共射放大器。当然，这需要仔细设计偏置和选择低噪声晶体管。

福利三：增强反向隔离在射频电路中，我们经常不希望输出端的信号串扰到输入端，这叫反向隔离。共基级T2提供了良好的隔离，因为它的信号是从发射极到集电极单向传递的，从集电极反向传输到发射极的信号非常微弱。这使得共射-共基电路比两级共射放大器级联具有更好的稳定性，更不容易自激振荡。我在设计一个VHF频段的低噪声放大器时，就曾因为普通两级共射自激而头疼不已，换成共射-共基结构后，稳定性问题迎刃而解。

6. 纸上得来终觉浅：一个实际的设计与仿真案例

理论说了这么多，我们动手搭一个电路看看。假设我们需要一个用于视频信号预放大的电路，带宽要求达到50MHz以上，电压增益约40dB（100倍）。我们选用常见的NPN小信号管2N3904，其fT约300MHz。

步骤1：确定静态工作点这是所有放大电路的基础。我们既要保证足够的动态范围，又要让晶体管工作在fT较高的区域。对于2N3904，集电极电流IC在5-10mA时，fT和噪声性能都比较好。我们设IC1 = IC2 = 5mA。

• 电源电压VCC取12V，为输出留出足够摆幅。
• 让T1的集电极电压（即T2的发射极电压）设置在2V左右，这样T1的Vce1约1.3V（假设Ve1=0.7V），工作在放大区且有一定余量。
• T2的基极电压VB2需要比VC1高一个Vbe（约0.7V），所以设为2.7V。这样T2的Vce2 = VCC - VC1 - Ie2*Rc（部分）也有较大空间。
• 通过电阻分压网络为T1基极和T2基极提供稳定的偏置电压。记住要用大电容（如10uF）将T2基极交流接地。

步骤2：计算元件参数

• T1发射极电阻Re1：用于稳定工作点。Ve1 ≈ Ie1 * Re1。设Ve1=0.7V，则Re1 = 0.7V / 5mA = 140Ω，取标称值150Ω。
• T1基极偏置：假设β1=100，Ib1=50uA。让流过分压电阻的电流远大于Ib1，取10倍即0.5mA。VB1 = Ve1 + Vbe1 = 0.7V + 0.7V = 1.4V。则下偏置电阻 R2 = VB1 / 0.5mA = 2.8kΩ，取2.7kΩ。上偏置电阻 R1 = (VCC - VB1) / (0.5mA + Ib1) ≈ (12-1.4)/0.55mA ≈ 19.3kΩ，取20kΩ。
• T2基极偏置：VB2 = 2.7V。同样取偏置电流0.5mA。下偏置电阻 R4 = VB2 / 0.5mA = 5.4kΩ，取5.6kΩ。上偏置电阻 R3 = (VCC - VB2) / (0.5mA) = (12-2.7)/0.5 = 18.6kΩ，取18kΩ。
• 集电极电阻Rc：决定增益和带宽的关键。目标增益Av≈100。根据公式 Av ≈ β1 * (Rc//RL) / rbe1。先求rbe1， rbe1 ≈ β1 * VT / IC1 = 100 * 26mV / 5mA = 520Ω。假设负载RL很大（如1MΩ），则Rc//RL ≈ Rc。所以 Rc ≈ |Av| * rbe1 / β1 = 100 * 520Ω / 100 = 520Ω。取标称值560Ω。
• 耦合与旁路电容：输入耦合电容C1、T2基极旁路电容Cb2、输出耦合电容C2。它们的容抗要在最低工作频率（比如10Hz）远小于所在回路的电阻。C1与输入电阻（约rbe1）相关，Cb2与T2基极对地电阻（约R3//R4）相关，C2与输出电阻（约Rc）相关。计算后通常取1uF到10uF的电解电容或钽电容即可。T1发射极电阻Re1是否需要旁路电容？如果不需要特别高的增益，可以不并联，引入一定的本地负反馈还能提高线性度；如果需要最大增益，则并联一个大电容（如100uF）将其交流短路。

步骤3：使用仿真软件验证用LTspice、Multisim等工具搭建电路。仿真时重点关注：

1. 直流工作点：检查Vc1、Ve1、Vc2等是否与设计值吻合，确保晶体管处于放大区。
2. 交流传输特性：进行AC分析，查看幅频响应曲线。你会看到一个在很宽频率范围内平坦的增益，然后在高频处滚降。找到-3dB点，看是否满足>50MHz的要求。我仿真了一个类似参数的电路，-3dB带宽达到了约80MHz，远超单管共射的十几MHz。
3. 瞬态分析：输入一个高频正弦波（如10MHz），观察输出波形是否失真。再输入一个方波（如1MHz），观察上升/下降沿是否陡峭，这能直观反映高频性能。
4. 参数扫描：可以扫描Rc的值，观察增益和带宽的变化趋势。你会发现，增大Rc能提高增益，但会降低带宽（因为输出节点的时间常数变大了），这是一个经典的权衡。

通过这个从理论到实践的过程，你会对共射-共基电路的设计要点和性能优势有更血肉丰满的理解。记住，仿真永远只是辅助，真正的理解来自于亲手计算、搭建和调试。